Мощни полупроводникови прибори в електро-енергетиката

ЕлектроенергетикаТехнически статииСп. Енерджи ревю - брой 2, 2012

Благодарение на полупроводниковите прибори надеждността на много изделия се подобрява и се удължава експлоатационният им срок. В последните години подобно явление се наблюдава и в силовите устройства на електроенергетиката поради усъвършенстването на класическите мощни полупроводникови прибори и появата на нови видове. На тях се разчита за създаването на усъвършенствани индустриални и медицински апаратури, както и на устройства със специално предназначение. Възлагат се и големи надежди на тяхната роля за масовото използване на слънчевите и вятърните електроцентрали и за развитието на постояннотокови мрежи с високо напрежение - едно от перспективните направления на съвременната енергетика.

В статията се разглеждат действието, основните параметри и приложения на мощните полупроводникови прибори с три и повече извода. Многобройните техни подобрения през последните две десетилетия резултират в намаляване на разсейваната мощност върху тях, което е едно от условията за създаване на все по-компактни устройства. Създаването и овладяването на масовото производство на приборите включва множество технологични нововъведения, но те представляват основно интерес за специалистите по разработката им и затова тук не са отразени.

Мощни MOS транзистори

Поради естеството на материала само ще бъде спомената важността на съвременните нисковолтови разновидности на мощните MOS транзистори (например Trench MOSFET и NexFET) за захранването на компютърни и комуникационни съоръжения и за предавателите на съвременните безжични мрежи (LDMOS).

В електроенергетиката обикновено се работи с по-високи напрежения и затова използваните в нея мощни MOS транзистори работят с напрежения не по-малки от 100 V.

Действие. Символичното означение на най-често използваните в електроенергетиката NMOS транзистори е дадено на фиг. 1а, като трите им електрода са дрейн D, сорс S и гейт G. Диодът между D и S се дължи на тяхната структура, а не е прибавен допълнително. Съществуващият полупроводвиков слой между D и S (с прекъсната линия в означението), наречен канал, позволява преминаването през него на поток от електрони, чийто отрицателен електрически заряд определя допълнителната буква N в означението. Този поток е токът между D и S, наричан дрейнов ток ID, който протича и през свързания към някой от тези два електрода външен товар.

Практически винаги при свързването на NMOS транзисторите на D се подава положително напрежение спрямо S и ID влиза в D и излиза от S. За да работи транзисторът, трябва на G да се подаде положително напрежение спрямо S (минималната му стойност се нарича прагово напрежение VGS(th) или напрежение на отпушване Vp) с типични стойности между 1 V и 8 V, но ток между двата електрода не протича поради структурата на транзистора. Това е едно от големите предимства на MOS транзисторите, тъй като схемата (обикновено наричана драйвер DR), която осигурява напрежението гейт-сорс VGS е твърде проста. При VGS достатъчно по-голямо от VGS(th) транзисторът не само е отпушен, но поведението му е на затворен ключ със съпротивление RDSon (означава се и като ron, rds и rdson), с което се осигурява протичането на ID през товара. Така между D и S се получава напрежение дрейн-сорс VDS, което в случая е равно на ID x RDSon и типичните му стойности рядко надхвърлят 5 V. Когато VGS е по-малко от VGS(th) (най-просто е да се осигури VGS=0), транзисторът е запушен и представлява отворен ключ - ток през него и товара няма. Но тъй като транзисторът остава свързан в електрическата верига, нейното захранване определя напрежение VDS, чиято стойност по принцип е по-голяма от тази върху отпушения транзистор. Следователно, чрез VGS товарът на транзистора може да се включва и изключва, което изяснява начина на използване на MOS транзисторите не само в електроенергетиката, но и на много други места.

Съществуват PMOS транзистори със същите, но значително по-редки приложения. Символичното им означение се различава от даденото на фиг.1а само по обратната посока на стрелката. Токът през канала им е от положително заредени частици (оттук е буквата Р в означението), обикновено D е с отрицателно напрежение спрямо S, токът влиза в S и излиза от D, а за отпушване на транзистора е необходимо отрицателно VGS в същите граници, както при NMOS транзисторите.

Основни параметри. Първият параметър, който е в основата на избора на транзистор за дадено приложение, е максималното безопасно напрежение дрейн-сорс в запушено състояние VDSS със стойности в най-масово използваните транзистори до 600-650 V и най-голяма засега съществуваща стойност 1500 V. В някои каталози вместо VDSS се дава по-голямото (обикновено с около 20%) напрежение на пробив BVDSS между D и S, което е недопустимо да се прилага при експлоатацията на транзистора. Като максимално допустим ток на дрейна обикновено се дават две стойности. Едната е при непрекъснато протичане на този ток с означение ID и стойности между 3 А и 100 А. Тъй като твърде често поради естеството на товара токът му представлява серия от правоъгълни импулси, като допълнителен параметър е максималният импулсен ток IDM, който е няколко пъти по-голям от ID и стойността му в каталога е в сила при импулси с определена продължителност. Когато тя е по-малка, максималната стойност на тока нараства.

Максималната мощност PD, която може да се разсее върху транзистора без опасност да го прегрее (тя се превръща в топлина) и повреди е типично между 100 W и 600 W, а най-голямата засега стойност е 2500 W. Към тези стойности трябва да се подхожда много внимателно, тъй като те са в сила само до определена температура ТС на корпуса на транзистора (обикновено 25 °С) - при по-висока температура PD намалява. Нещо повече, често ТС може да се осигури само чрез монтиране на транзистора върху подходящ радиатор, за което производителите обикновено дават препоръки. Същото се отнася и за тока ID - стойността му в каталога е при дадена ТС и намалява с увеличаването й.

Съпротивлението RDSon по принцип трябва да е колкото е възможно по-малко, защото съпротивленето на идеалния затворен ключ е 0. Типичните му стойности са между 1 mW и няколко W, като са толкова по-малки, колкото по-голям е ID. Обяснението е просто - основната част от разсейваната мощност е равна на ID x ID x RDSon.

При работа на транзистора с импулси съществено значене има входният му капацитет Ciss (между G и S) със стойности между няколко десетки pF и няколко nF. Причината за това е, че драйверът има вътрешно съпротивление R, поради което продължителността на предния и задния фронт на входните импулси е 2,2 RCiss. За намаляването й, т. е., за да могат транзисторът и товарът да работят с по-къси импулси, драйверът трябва да е с малко R - съществуват специални интегрални схеми на драйвери за мощни MOS транзистори. Например при R=1 W и Ciss=1 nF фронтовете са по 2,2 ns и товарът може да работи с импулси с продължителност над 10 ns.

Примери за приложение. Основните приложения на мощните MOS транзистори са за управление на товари с резистивен и индуктивен характер, като последните могат да са електродвигатели, дросели, контактори и др. под. Като пример на фиг. 1б е дадено свързването на резистивен товар към постоянно напрежение U. Например при напрежение и мощност на товара съответно 400 V и 2 kW, т. е. негово съпротивление 80 W и транзистор с RDSon =10 mW ще протече ток ID = 400 V / (80 W + 10 mW)=4,999 A, докато при непосредствено свързване на товара към напрежението токът е 5 А. Разсейваната мощност върху транзистора е PD=4,999 A x 4,999 A x 10 mW=0,25 W, което е нищожно малко спрямо мощността на товара. Това допълнително подчертава големите предимства на MOS транзисторите като мощни ключове.

Типичната схема на свързване на индуктивен товар е дадена на фиг. 1в. При прекъсване на веригата на ID полярността на напрежението върху L се сменя (показаната в скоби), D се отпушва и токът през него осигурява разсейване на натрупаната върху L магнитна енергия. Без диод напрежението върху L (практически равно на U) се сумира със захранващото напрежение и се получава VDS=2 U, което може да повреди транзистора.

Идея за мостова схема за захранване на променливотоков електродвигател М с постоянно напрежение е дадена на фиг. 1г. Когато то е положително и са отпушени горният ляв и долният десен транзистор, токът през М протича отляво надясно. За ток в обратната посока трябва да се отпушат горният десен и долният ляв транзистор.

MOS модули. Те съдържат обикновено 2 или 6 еднакви транзистора и са сравнително слабо разпространени. На фиг. 2 е дадена схемата на троен полумост с транзистори с VDSS=150 V, ID=57 A и RDSon=17 mW. Основните приложения са за захранване на променливотокови товари, най-вече трифазни електродвигатели в индустрията и автомобилостроенето.

Биполярни транзистори с изолиран гейт (IGBT)

Те съчетават предимството на простото управление на MOS транзисторите с по-големия максимален ток и по-малкото напрежение и съответно загуби на енергия (до около 2 пъти) в отпушено състояние, характерни за биполярните транзистори. Същевременно, допускат по-голяма плътност на тока, което означава осигуряване на желана стойност с по-малка и евтина структура. От приложна гледна точка е особено важно, че IGBT могат да управляват по-високоволтови и по-мощни товари в сравнение с мощните MOS транзистори. Известен недостатък е, че не могат да работят до толкова високи честоти.

Символичните означения на фиг. 3а са очевидно съчетание на тези на MOS и биполярен транзистор, като трите електрода са: гейт G, колектор С и емитер Е. Твърде често в корпуса се прибавя антипаралелен диод (фиг. 3б) със същото предназначение, както при мощните MOS транзистори.

Действие. Тези транзистори също работят като ключове и имат твърде сложна структура, представа за която може да се добие от фиг. 4. Независимо от това, за изясняване на действието на IGBT може да се използва опростената еквивалентна схема на фиг. 3в. Ключът е между изводи С и Е и при положително напрежение между гейта и емитера VGE, по-голямо от праговото напрежение VGE(th) с типични стойности между 2 V и 8 V се получава достатъчно голям дрейнов ток, който същевременно е базов на биполярния транзистор. Последният се насища и ключът се затваря, като през него и съответно през товара протича колекторният ток IC. Важна разлика от MOS транзисторите е, че токът е само в посока от С към Е, което е отразено и със стрелките в символичните означения и означава положително напрежение VCE на колектора спрямо емитера. При VGE<VGE(th) няма дрейнов и базов ток, транзисторът се запушва, т. е. ключът се отваря и токът през товара се прекъсва.

Дискретни IGBT. Те са със самостоятелен корпус и първият основен параметър, с който започва изборът за дадено приложение, е максималното безопасно напрежение колектор-емитер VCES на запушения IGBT, което най-често е в границите 250 - 1200 V. И тук вместо него някои производители дават напрежението на пробив BVCES със стойности 300 - 1500 V. Максимално допустимият постоянен колекторен ток IC обикновено е между 2,5 А и 300 А, но освен него задължителен параметър е максималният импулсен ток ICM с 3-4 пъти по-големи стойности. При наличие на вграден диод за него се дават максималното обратно напрежение и максималният ток в права посока. Максималната разсейвана мощност PD е при температура на корпуса ТСЈ25 °С най-често е между 30 W и 500 W, а най-голямата засега достигната стойност е 1150 W. Задължително трябва да се взима предвид и максималната мощност при температура ТС=100 °С, която е 2-3 пъти по-малка и обикновено е по-меродавна, тъй като практически е твърде трудно да се осигури ТС до 25 °С. Разсейваната мощност върху наситения транзистор е само част от общата и представлява произведение на колекторния ток и параметъра напрежение на насищане VCEon или VCE(sat) (между 1 V и 5 V), което от своя страна е правопропорционално на тока. Освен нея при отрицателно напрежение колектор-емитер се отпушва антипаралелният диод и върху него също се отделя мощност.

Сред последните новости е използването на диод от SiC, с което загубите върху него намаляват над 2 пъти. Освен това вече има такива диоди с обратно напрежение 1200 V, което позволява използването им и във високоволтови IGBT.

Чрез подходящо комбиниране на IGBT (например както в схемата на фиг. 1г), те се използват и за управление на променливотокови товари, което е едно от основните им приложения. В такива случаи трябва да се има предвид максималната честота на превключване fmax (обикновено между 1 kHz и 150 kHz), която показва най-много колко цикъла запушване-насищане в секунда може да извърши IGBT. За практиката е важно да се знае, че всяка смяна на състоянието на IGBT е свързана с отделяне на определена мощност (т. нар. загуби от превключване), т. е. с увеличаване на честотата на превключване нараства и разсейваната мощност.

За всеки IGBT особено важни са областите на безопасна работа (Safe Operating Area), границите на които са максималното напрежение колектор-емитер и максималният колекторен ток. За отпушения транзистор се използва FBSOA, пример за каквато е даден на фиг. 5а. Тя показва VCES = 1000 V, а максималният постоянен ток е 100 А (най-долната характеристика) до VСЕ = 6 V, след което започва да намалява, тъй като IGBT е с PD = 600 W. При импулсен колекторен ток (следващите характеристики) неговата амплитуда може да е до 200 А и тя е в сила за различни VСЕ в зависимост от продължителността на импулсите - например при 100 ms транзисторът може да работи до VСЕ = 300 V. Обикновено FBSOA са в сила при ТС = 25 °С.

В процеса на запушване на транзистора върху него се получават импулси на VСЕ и IC, чиито максимални стойности се определят от границите на RBSOA, пример за каквато е на фиг. 5б. Полезно е да се има предвид, че тези характеристики са особено важни при управляване на индуктивни товари и, че максималният импулсен колекторен ток обикновено е 2 пъти по-голям от максималния постоянен ток през отпушения транзистор (характеристиката на фиг. 5б е за модул с IC = 3600 A).

Реално IBGT са най-масово използваните полупроводникови прибори за управление на мощни товари и затова непрекъснато се правят видоизменения в тяхната структура с цел подобряване на параметрите. Един от новите типове са SPT-IGBT (от Soft Punch Through) с 20% по-малко напрежение VCE(sat), намалени загуби при превключване поради плавното (а не рязко, както при другите IGBT) преминаване от запушено в наситено състояние и обратно, съчетано с по-малки отскоци на напрежението VСЕ при тези смени. Последното е предпоставка за по-сигурна работа, използването на по-прости схеми за защита и по-малки електромагнитни смущения (EMI). Типичен транзистор от този тип е за 1200 V / 300 А, но вече има модели до 6500 V.

По-нататъшно намаляване на PD върху наситения транзистор с още около 20% е постигнато при по-новите транзистори SPT+ IGBT, които имат разновидности 1200 V/100 А, 1700 V/100 А и 3300 V/50 А.

Модули с IGBT. В зависимост от предназначението си те съдържат между 1 и 7 IGBT, обикновено с антипаралелни диоди и в немалко случаи и допълнителни елементи. Двата основни параметъра на техните IGBT са в следните граници:

- Напрежение VCES - типично между 600 V и 1700 V, като най-високоволтовите са с 2500, 3300, 4000 и 6500 V.

- Максимален постоянен ток - типично между 5 и 300 А и най-големи стойности от 1200 до 3600 А.

Съчетаването в един модул на максималните стойности на двата параметъра засега не е възможно - най-големите постигнати стойности са 1700 V / 3600 А и 6500 V / 750 А, което дава възможност за управление на товари с мощност до 6 MW.

На фиг. 6а е даден пример за схемата и външния вид на един от най-простите модули. Пример за сложен модул е показан на фиг. 6б, като неговите IGBT са с VCES = 1200 V, IC = 17 A и VCE(sat) = 1,8 V. Приложението му е за трифазни инвертори и електродвигатели, като за всяка от фазите е предназначен един от полумостовете (изводи U, V и W). Другият IGBT е за реализация на електромагнитна спирачка, а диодите са трифазен изправителен мост. Вграден е и термистор за измерване на температурата във вътрешността на модула с изводи на корпуса за свързване към подходяща електронна схема. Външният вид на подобен модул, но с 3300 V/1200 А е даден на фиг. 6в.

Специално за управление на маломощни трифазни електродвигатели в битови уреди съществуват интегрални мощни модули със съкращение IPM. Те съдържат три полумоста с дискретни IGBT и интегрална схема на драйвер за управлението им, чрез чиито входове се задава режимът на работа на електродвигателя. Конструктивното оформление на IPM е като хибридна интегрална схема или печатна платка. За гарантиране на сигурната им работа модулите имат вградена температурна и максималнотокова защита, поради което понякога се наричат “интелигентни” мощни модули със същото съкращение.

Аналогични модули съществуват и за индустриални приложения, например за управление на електродвигатели с мощност до 80 kW. Поради по-големите си мощност и необходими размери, те се монтират в малка кутия, а пример за устройството на такъв модул е даден на фиг. 7.

Транзистори CSTBT

Съкращението CSTBT означава Carrier Stored Trench gate Bipolar Transistor, като по своята същност те са IGBT с подобрени параметри благодарение на изменения в структурата им и се приемат за 6-то поколение IGBT. Те са патентовани и се произвеждат от Mitsubishi Electric. Напрежението VCE(sat) е намалено с 0,4 V в сравнение с класическите IGBT със същия ток IC и загубите на мощност при превключване на IGBT и вградения диод са с 20% по-малки. Предлагат се транзистор 600 V/50 А с VCE(sat) = 1,15 V и серия от 6 транзистора 1200 V/150 А с VCE(sat) = 1,95 V.

На основата на тези транзистори са създадени IPM с разновидности 600 V/300 А, 600 V/900 А, 1200 V/150 А, 1200 V/450 А и 1200 V/600 А. Три са основните им предимства. Сензорите за температура са монтирани непосредствено върху всеки IGBT, т. е. контролирането й е по-бързо и точно, и при прегряване той се запушва. Защитата от късо съединение се прави чрез следене на малка част от колекторния ток (а не на целия), с което рязко се намалява разсейваната мощност върху транзистора и се удължава експлоатационният срок. При задействане на защитата се получава съответното логическо ниво на специален извод на модула. Третото предимство е наличието на защита срещу ниско захранващо напрежение, задействането на която изключва модула.

Транзистори BIGT

За управление на променливотокови товари с IGBT успоредно на тях задължително се свързва диод (вж. например фиг. 6 а, б), който е основният фактор за ограничаване на максималния ток на модулите с IGBT. Логичната възможност за увеличаване на тока на диода чрез по-голяма площ на неговия чип и съответно по-големи негови размери среща технологични ограничения, които не позволяват площта на диода в модула да е повече от 50% от тази на IGBT. Първата стъпка в разрешаване на този проблем монтиране на диода върху чипа на IGBT, което е довело до реализацията на IGBT с обратна проводимост (Reverse Conducting IGBT) RC-IGBT. В лабораторни условия са били реализирани такива транзистори за напрежения 600 - 1200 V и неголеми токове, но процесът е бил свързан със сериозни технологични проблеми. Ефективен начин за решаването им се е оказала полупроводникова структура, представляваща успоредно свързани IGBT и RC-IGBT и наречена двоен транзистор с изолиран гейт (Bi-Mode Insulated Gate Transistor) BIGT със символично означение на фиг. 8. Освен споменатото увеличаване на максималния ток, предимство на BIGT са по-малките отскоци на напрежението и тока при смяна на състоянието им и по-голямата издръжливост на къси съединения.

Засега се предвижда използване на BIGT само за реализация на модули. Експериментално е създаден модул 3300 V/62,5 А с площ на чипа около 1 cm2. Друг модул 3300 V/1500 А с външни размери 140x130 mm и съдържащ 4 полупроводникови пластинки всяка с по 6 BIGT е заместил по-големия по размери SPT+ IGBT модул, съдържащ 6 пластинки с по 4 IGBT и 12 дискретни диода и имащ същите напрежение и ток.

Очаква се серийното производство на модули с BIGT да започне през настоящата година.

Тиристори

Тези най-стари мощни полупроводникови прибори продължават да имат важно място в най-различни области на съвременната електроенергетика - управление на електродвигатели и осветителни тела (особено такива с промяна на силата на светлината), електрически уреди, системи за разреждане на кондензатори, мощни захранвания, запалителни системи.

Класически тиристори. Символичното означение на най-простия от тях, който е прието да се нарича тиристор (Silicon Controlled Rectifier) SCR е дадено на фиг. 9а. При достатъчен влизащ ток (типично между 50 mA и 80 mA) в управляващия електрод (Gate) G приборът се отпушва и от анода А към катода му К протича аноден ток IA (типични максимални стойности между 5 А и 700 А), при което между двата електрода се получава напрежение VTM, обикновено 1,5 - 2 V. Най-големите засега стойности на IA са 4,4 kA. Не е възможно протичането на аноден ток от К към А, т. е. SCR са еднопосочни прибори. За запушване на SCR трябва анодният ток да намалее под тока на удържане IH (типично 5 - 100 mA). Изборът на тиристор за дадено приложение се прави основно по максималната стойност на IA и максимално допустимото обратно напрежение (А отрицателен спрямо К) VRRM, с най-често използвани стойности 200 - 1200 V, а най-голямото засега е 8 kV.

За пропускане на ток през прибора в двете посоки се използват симетрични тиристори (Triac) със символично означение на фиг. 9б. Действието им е подобно, но максималните стойности на VRRM и IA са по-малки.

Основните класически приложения на двата типа са за пропускане на ток през SCR и симетричния тиристор само за част от полупериодите на мрежовото напрежение, което означава изменение на средната стойност на напрежението върху свързания към тях товар и неговата мощност. На фиг. 10 по-ранното отпушване (вляво) определя по-голяма средна стойност на напрежението върху товара и тока през него. Това е известно като фазово управление, а времето между началото на всеки полупериод и отпушването се нарича ъгъл на отпушване j (например j=90° означава отпушване при максимума на напрежението).

Сравнително рядко се използват Reverse Conducting SCR, които представляват паралелно и противопосочно свързване на SCR и диод, при което може да се променя само напрежението през отпушения SCR, докато диодът пропуска изцяло другия полупериод.

На SCR се разчита особено много в развитието на съвременните високоволтови постояннотокови мрежи (HVDC Grid) и по-точно в съоръженията, създаващи тези напрежения. За целта обикновено се използват SCR с VRRM = 8 kV и IA до 4,5 kA, конструктивно реализирани като цилиндри с диаметри 10 cm, 12,5 cm и 15 cm. С тях се реализират специални модули (High Power Thyristor Valve), съдържащи един или повече SCR, дросели, резистори и кондензатори. За осигуряване на големи напрежения модулите се свързват последователно или в един модул последователно се свързват повече SCR. Охлаждането им се осигурява с вода, като идеята за свързването на няколко модула е дадена на фиг. 11 а, а външният вид на възел от модули е на фиг. 11б.

Подобен е случаят с изграждането на преобразувател на променливо напрежение в постоянно 500 kV, съдържащ 20 успоредно свързани модула (за достатъчно голям ток), а всеки модул се състои от 78 последователно свързани 8-киловолтови SCR.

Тиристори с изключване от управляващия електрод (Gate Turn-Off Thyristor - GTO). Те са прибори със същите три електрода (вкл. наименованията), както SCR и символични означения на фиг. 12. Включването става чрез достатъчно голям влизащ ток в управляващия електрод G (положителен импулс на G спрямо К), а изключването - чрез няколко пъти по-голям излизащ ток (отрицателен импулс). Предимствата им спрямо SCR са по-простият начин на изключване, генерираните електромагнитни смущения са по-малки, а смяната на състоянието става за по-кратко време, т. е. възможна е работа до по-високи честоти. Тези предимства определят някои области на приложение, където не е възможно използването на SCR. Важно е да се отбележи, че се води изследователска работа за създаването на GTO на основата на силициев карбид (SiC).

От приложна гледна точка е полезно да се знае, че GTO обикновено са високоволтови прибори за мощни товари - могат да управляват товари с напрежение между 100 V и 4500 V и токове от 500 A до 4000 А. Има серийно произвеждани модели 4500 V/4000 А, които могат да управляват товари до 20 МVА, например инвертори за захранване на железопътни мрежи.

Тиристори с подобрено изключване от управляващия електрод. Те не притежават недостатъците на GTO от големи производствени толеранси на времето на запушване и необходимостта от външни елементи за ограничаване на нежеланите отскоци на напрежението при запушване. Освен това са с намалено напрежение в отпушено състояние и намалени загуби при запушването им и имат вграден антипаралелен диод за осигуряване на много бързо намаляване на тока на запушване. Чрез последователно свързване на модули от такива тиристори за пръв път е постигнато управление на товари с мощност до 100 МVА.

Самите тиристори се наричат Gate-Commutated Thyristor (GCT), имат символичното означение на фиг. 13а, напрежения VRRM между 4,5 kV и 10 kV и максимални анодни токове от 3 kA до 5 kA. Съществена особеност е значителният ток в управляващия електрод при запушване, който е около 20% от анодния ток. Пример за външния вид на GCT е показан на фиг. 13б.

За намаляване на размерите и подобряване на надеждността електронната схема за управление се монтира непосредствено до тиристора, като така получената конструкция се нарича Integrated Gate-Commutated Thyristor (ICGT) с типичен външен вид на фиг. 13в, като обикновено електрониката е покрита с предпазен корпус.

Тиристори с оптично управление (Light Triggered Thyristor, Direct-Light Triggered Thyristor - LTT). Разработени са специално за устройства, работещи с много високи постоянни напрежения и управляващи много мощни товари. Електрическите импулси за управление на досега използваните за тези цели тиристори също са били предавани чрез световод, тъй като управляващата част е замасена, а тиристорът е под високо напрежение. Голямо улеснение със сериозни предимства е, когато в тиристора е вграден източникът на оптичен импулс, въпреки че той трябва да е с няколко пъти по-голяма мощност и затова се генерира от лазерен светодиод. Поради специалната структура на управляващия електрод (Amplifying Gate) импулсът е с мощност около 40 mW и продължителност около 10 ms при дължина на вълната 940 nm. Предимствата им са възможността за много бързо превключване на тока, издръжливостта на големи токови импулси и неголямото напрежение в отпушено състояние Von. Например LTT на фиг. 14а е 8 kV/3,6 kA, издържа импулси до 93 kA и има Von =2,75 V при ток 5 kA. Освен това LTT имат вградени защити срещу отскоци на напрежението и много бързи негови промени. Символичното означение на LTT е на фиг. 14б. Едно от характерните приложения е за HVDC електрозахранващи мрежи (както високоволтовите класически тиристори), например система с мощност 3000 MW е реализирана с 3750 броя LTT 8 kV/4 kA.


Top